单相桥式PWM逆变器死区补偿的一种方法

旭川兀裔什　ｄｏｉ：１０．３９６９／ｊ．ｉｓｓｎ．１５６３－４７９５．２０１１．０７．００５　单相桥式ＰＷＭ逆变器死区补偿的　一种方法　翁　斌，刘旭光，彭登峰，刘　斌，伍家驹　（南昌航空大学，江西　南昌　３３００６３）　摘　要：为了更好的了解脉冲宽度调制控制技术及其在实际电路中的应用，文中以单相ＳＰ．　ＷＭ逆变电路为控制对象．分别从ＰＷＭ的产生机制、死区补偿和输出电压与输出电流等方面　详细介绍了死区补偿的一种方法。并对逆变器的工作模态、电流回路做了具体的分析。文中　结合图表和文字说明进行分析，形象直观、简洁易懂。　关键词：死区补偿；脉冲宽度调制；逆变器　桥式ＰＷＭ逆变器中，为了防止同桥臂开关器　以在逆变电路中存在着五种开关状态，具体情况　件直通．需要在其互补驱动信号中设置死区，但　如表ｌ所示。单相桥式ＰＷＭ逆变电路如图１所示。　同时会导致输出电压基波幅值降低并产生低次谐　表１　系统逆变桥开关器件的开关状态　波等。为改善输出电压波形，可采取多种方法，　模态　模态号　‰　导通器件　相关资料也介绍了死区补偿的方法．但未能采用　Ｖｌ和Ｖ４导通　Ｖ１和Ｖ４（当ｉｉ＞０）　图文形象、直观的介绍死区补偿的过程，而采用　Ｖ：和Ｖ　关断　１　Ｅｌ２　一Ｅａ／２　ＶＤ　和ＶＤ４（当ｉｉ＜０）　纯数学推理和文字说明较抽象，不易理解。本文　Ｖ２和Ｖ３导通　ＶＤ２和ＶＤ３（当　ｉ＞０）　２　一Ｅｅ／２　Ｅａ／２　一　详细介绍了一种死区补偿的方法。　Ｖ　和Ｖ　关断　Ｖ２和Ｖ３（当ｉ　＜０）　Ｖ１和Ｖ３导通　Ｖｌ和ＶＤ３（当　ｉ＞０）　Ｖ３　Ｅｄ／２　Ｅ拉　０　１　单相桥式ＰＷＭ逆变电路　２和Ｖ　关断　ＶＤｌ和Ｖ３（当　ｉ＜０）　Ｖ２和Ｖ４导通　ＶＤ２和Ｖ４（当　ｉ＞０）　４　一Ｅ　２　一Ｅ　２　０　在采用ＩＧＢＴ作为开关器件的单相桥式ＰＷＭ逆　Ｖ。和Ｖ３关断　Ｖ２和ＶＤ４（当ｉｉ＜ｏ）　变电路中，假设负载为阻感负载。工作时Ｖ　和Ｖ　的　Ｖｌ、Ｖ２、Ｖ３　５　一ＥＪ２　ＥＪ２　一　ＶＤ２和ＶＤ３（当ｉｉ＞Ｏ）　和Ｖ　均关断　Ｅ　一Ｅａ／２　ＶＤ　和ＶＤ　（当ｉ　＜０）　通断状态互补，Ｖ　和Ｖ　的通断状态也互补。逆变桥　的主回路由左右桥臂组成，每个桥臂有两个ＩＧＢＴ，　Ｖ　ＶＤ　Ｌ　每一个开关器件都有一个ＰＷＭ波控制其导通，且　同一桥臂上的两功率开关器件不能同时导通，否　则会导致直流电压短路。考虑到在感性负载下二　极管ＶＤ　、ＶＤ　、ＶＤ３、ＶＤ４存在着续流的现象，且　逆变桥同一桥臂上的两个ＩＧＢＴ不能同时导通．所　收稿日期：２０１１一Ｏ５—１６　图１单相桥式ＰＷＭ逆变电路　２　ＰＷＭ控制过程的分析　２．１　ＰＷＭ的产生机制　本文采用调制法产生ＰＷＭ波形。采用等腰三　角波作为载波，因为等腰三角波上任一点的水平　宽度和高度成线性关系且左右对称，当它与任何　一个平缓变化的调制信号波相交时．如果在交点　时刻对电路中开关器件的通断进行控制，就可以　得到正比于信号波幅值的脉冲，这正好符合ＰＷＭ　控制的要求。　本文设置三角波频率为５５０Ｈｚ，正弦波频率为　５０Ｈｚ，通过调制法得到每个ＩＧＢＴ的ＰＷＭ波形图如　图２所示。　ｌ０６Ｖ　Ｖ　Ａ　Ａ　Ａ　Ａ一　２Ｖ　ｊ＼／！！＼／ｉ　＼／ｉｉ＼／；ｉ＼／－Ｖ　Ｖ　Ｖ　＂ｋ４－＿＿＼，＼／　ｉ　——　Ｖ　ｌＯＶ　ｂＶ　枞　２Ｖ　１“５ｇＶ　０　１　『　：　　＿＿　］　］　：：：：　ｙ　］『　　］　兀　０Ｖ。　Ｖ　Ｖ　　ｎ　Ｖ　一●——　ｔ　１０“Ｖ　＿＿Ｊ　Ｕ　Ｕ　Ｕ　Ｕ　Ｉ　Ｊ　Ｌ　－ＪＬ　＿ＪＬ　＿Ｊ　Ｌ　ｇ　２　１５０Ｖ　＿——　ｎ　ｎ　ｎ　几　］ｒＴ＿　］厂『　］ｒ『　］ｒ　１０“Ｖ　　ｅ　３　Ｊ　Ｌ　＿ＪＬ三　－ＪＬ　Ｊ　Ｌ　Ｕ　Ｕ　Ｕ　Ｕ　１５０Ｖ　ｎ　几　　ｎ　ｎ　广　’。’　＿　１０Ｖ　Ｌ／　ｄ　１５Ｖ　０Ｖ　Ｉ　ｌ　Ｉｌ　Ｉｌ　ｌ　ｌ　ｌ　ｌ　Ｉｌ　ｌｌ　ｌ１　ｌ　Ｉ奎ｊ２　ＩＧＢＴ的控制信亏　２．２死区补偿　在电压型逆变电路的ＰＷＭ控制中，同一相上　下两个桥臂的驱动信号都是互补的。但由于ＩＧＢＴ　的截止时间约为２００多纳秒．导通时间约为１００多　纳秒，开通速度比关断速度快。如果在一个ＩＧＢＴ　截止的同时让此桥臂的另一个ＩＧＢＴ导通，将会出　现上下两个桥臂直通而短路的现象。为了防止发　生这一现象，必须在开通和关断信号之间设置一　个死区时间，因而理想的调制信号和开关管输出　的实际信号之间存在偏差。死区时间的存在导致　输Ｉ叶Ｉ电压波形产生畸变，降低了基波幅值，增加　了负载的谐波损耗。　为了避免桥臂直通设置的死区时间虽然宽度　很小，仅占开关周期的百分之几，单个脉冲不足　以影响整个系统的性能，但由于开关频率较高，　地／ｔｌ几　什　其积累效应足以使输出波形发生畸变并产生谐波　干扰．所以有必要对死区效应进行补偿。　在图１所示的单相ＳＰＷＭ逆变电路中，设置死　区前后的控制波形如图３所示。　ＰＷＭ．　ＰＷＭ　ＰＷＭ，　ＰＷＭ　ＰＷＭ１Ｔｄ　ＰＷＭ２　Ｔｄ　ＰＷＭ３　Ｔｄ　ＰＷＭ４　Ｔｄ　＾　“Ｂ　实际“ＡＢ　理想　所缺咏冲　图３单ｆｉｇＳＰＷＭ逆变桥设置死区前后的控制波形（ｉ＞０时）　由图３可知，由死区及续流所致。当　＞Ｏ时，正　向脉冲较理想时减小了　，负向脉冲增加了　；当　ｉ＜０时，情况相反。　由于在死区时间内，存在Ｖ　、Ｖ　、Ｖ，、Ｖ　都不　导通的情况。当电路为阻感负载时，由于电感中　的电流不能突变．所以电路会在死区时间通过续　流二极管续流。　通过比较可知，因为续流的缘故，死区时间　内Ａ、Ｂ点的电位不再为零。当ｉ＞０时，ＶＤ：、ＶＤ３续　流形成回路，Ａ端电位　为一Ｅｄ２，Ｂ端电位　为＋　ＥｆＩ／２；当ｉ＜０Ｈ￣，ＶＤ１、ＶＤ４续流形成回路，Ａ端电位　为＋Ｅｇ２，Ｂ端电位　为一　２。　Ａ、Ｂ两点之间电压分别为，　＝　一　，　＝　一　，可以看出，原来处于死区时间内电压为Ｏ　的区域在续流的作用下变得有电压了。电压的大　小由电流的方向决定，当ｉ＞０时，ＶＤ　、ＶＤ　续流形　成回路，输出电压Ｕｏ＝　一Ｕ　为一Ｅｄ；当ｉ＜０　Ｅｔ￣，ＶＤ１、　ＶＤ　续流形成回路，输出电压Ｕｏ＝　一　为＋　。　由于受续流的影响，输出电压和输出电流存　在相位差西，降低了系统的功率因素。为了提高功　率因数，需要对波形进行死区补偿。　图４是在死区时间　内Ａ点和Ｂ点的电位。图中　虚线部分面积和　时间内产生的　”（或　）的面　积大小相等。　设置死区后的ＰＷＭ波形会发生形变，使其稍　稍偏离正弦波。这时需要对ＩＧＢＴ在死区时间中功　率的减小做出补偿。将图４（ａ）中的虚线部分补偿　通用元器件》》》　例介绍了死区补偿的方法，但在实际应用中三角　。儿Ｊ＝　１１１１１１１：￣产生的　ｌ－１１１１＝　ｌ。ｌ。０。『　Ｌ●　产生的－Ｅｊ　：‘　波频率要大得多，这里选取５５０Ｈｚ目的是为了便于　分析。　的　在实验中，开关频率为ｌＯｋＨｚ，正弦波频率为　５０Ｈｚ，取　１＝１．１５ｍＨ，Ｌ２＝Ｏ．１ｍＨ，Ｃ＝９０￣Ｆ，负载　为纯阻性，满载时为８欧姆，死区时间　设置为　（ｂ）　补偿前的正弦波　补黼脏　，一　～　补偿后的准正弦波　＝＝：：　偿后的准正　（ｃ）　（ｄ）　图４死区补偿原理图　给　得到图４（ｃ），将图４（ｂ）中虚线部分补偿给反　向正弦波得到图４（ｄ），从而实现了在死区时间内　功率损失的补偿。　２．３　输出电压和输出电流的分析　图５（ａ）和（ｂ）分别为输出电压和输出电流的　波形，从图中可以看出输出电流的相位比输出电　压滞后　个角度。为了便于对器件的选择．将输出　电流的波形进行了分解。　（ａ）　一　（ｂ）　（ｃ）　㈤　糊豢　《　ｃ　等　鬻蒂　ｆｖ　（ｇ）　图５单￥ａＳＰＷＭ逆变电路输出波形图　其中　为输出电流的有效值，　∞为器件上电流　的基波分量，　Ｂ为器件上的电流。　３实验与结果　本文以三角波频率５５０Ｈｚ，正弦波频率５０Ｈｚ为　２ｔｘｓ。　通过实验得出补偿前后的波形图如图６所示。　￣（５ｍｓ／ｄｉｖ）　１２５ｋＩｔｚ／ｄｉｖ　（ａ）　（ｂ）　＃（５ｍｓ／ｄｉｖ）　＿　１２５ｋＨｚ／ｄｉｖ　（ｃ）　（ｄ）　图６补偿前后输出电压及谐波分量的波形　４结束语　在死区时间内，由于续流的缘故输出电压波　形发生了畸变，通过对波形进行等效的补偿可以　得到准正弦波。推理和实验均证明该方法能较好　地对逆变器桥路输出电压进行补偿。该方法简单　实用，易于实现，具有一定的工程使用价值。圈　参考文献　［１】　孔雪娟．数字控制ＰＷＭ逆变电源关键技术研究［Ｄ】．武　汉：华中科技大学图书馆。２００５．　［２】　张宇，段善旭，康勇，等．逆变器并联系统中谐波环流抑　制的研究ｆＪ１．中国电机工程学报，２００６，２６（１２）：６７—７２．　［３】　王兆安，杨君，刘建军．谐波抑制和无功补偿［Ｍ］．北京：　机械工业出版社．１９９８．　［４］　伍家驹，李学勇，谢波，彭登峰，等．一种基于ＤＳＰ控制器　的死区补偿方法ｌＪＩ．电力电子技术，２００８，４２（６）：６６—６８．　作者简介　翁斌（１９８５一），男，南昌航空大学信息工程学院硕士研　究生。研究方向：电力电子。