PWM脉宽直流调速系统设计

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1 设计任务及需求分析

1.1 初始条件及要求

由课程设计任务书给出的初始条件：

直流电动机：Unom48V,Inom5A,nnom180r/min，允许过载倍数2； 时间常数：TL0.015S，Tm0.2S PWM环节的放大倍数：KS4.8 电枢回路总电阻：R2,电枢电阻Ra0.5

**Uim10V 调节器输入输出电压：Unm稳态指标：在负载和电网电压的扰动下稳态无静差

动态指标：电流超调量i5%，空载启动到额定转速时的转速超调量n20%

1.2 设计任务

1）系统参数的设计 2）电流环的设计 3）速度环的设计 4）绘制系统的主电路图

根据任务要求可知本设计为双闭环的PWM调速系统。完成整个系统电路需要分为五大模块电路设计，它们分别为：ASR及其反馈电路设计、ACR及其反馈电路设计、驱动电路设计、PWM产生电路设计和反馈检测电路设计。

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2 双闭环PWM控制电路设计

2.1 双闭环调速系统结构图

转速、电流反馈控制直流调速系统原理图如图1所示。

图1 转速、电流反馈控制直流调速系统原理图

图中，将转速调节器和电流调节器二者之间实行串级连接。把速度调节器的输出作为电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制电力电子变换器UPE。从闭环结构上看，电流环在里面，称作内环；转速环在外边，称作外环。这就形成了转速、电流反馈控制直流调速系统。为了获得良好的静、动态性能，转速和电流调节器一般选择PI调节器。

在双闭环直流调速系统的稳态结构图中，转速调节器ASR的输出限幅值决定了电流给定的最大值，电流给定的输出限幅电压限制了电力电子变换器的最大输出电压。分析系统静特性的关键是掌握PI调节器的特征，PI调节器一般存在两种状况：饱和---输出达到限幅值，不饱和---输出未达到限幅值。当调节器饱和时，输出为恒值，输入量的变化不再影响输出，除非有反向的输入信号使调节器退饱和，此时相当于调节环开环。当调节器不饱和时，PI调节器的作用是使输入偏差电压始终为零。

实际上在正常运行时，电流调节器始终为不饱和状态，而转速调节器则处于饱和和不饱和两种状态。双闭环直流调速系统的稳态结构图如图2所示。

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图2 双闭环直流调速系统的稳态结构图

双闭环直流调速系统的动态结构图如图3所示。

图3双闭环直流调速系统的动态结构图

图中WASR（s）和WACR（s）分别表示转速调节器和电流调节器的传递函数。为了引出电流反馈，在电动机的动态结构图上必须把电流Id标示出来。电机在启动过程中，转速调节器经历了不饱和、饱和、退保和三种状态，整个动态过程可分为图4中的三个阶段。双闭环直流调速系统启动过程的转速和电流波形如图4所示。

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图4 双闭环直流调速系统起动过程的转速和电流波形

图4中所示的启动过程，阶段Ⅰ是电流上升阶段，电流从0到达最大允许值Idm，ASR饱和、ACR不饱和；阶段Ⅱ时恒流升速阶段，Id基本保持在Idm，电动机加速到了给定值n*，ASR饱和、ACR不饱和；阶段Ⅲ时转速调节阶段（退饱和阶段），ASR不饱和、ACR不饱和。

双闭环直流调速系统的起动过程利用饱和非线性控制，获得了准时间最优控制，但却带来了转速超调。

2.2 H桥PWM变换器

脉宽调制器的作用是：用脉冲宽度调制的方法，把恒定的直流电源电压调制成频率一

定宽度可变的脉冲电压序列，从而改变平均输出电压的大小，以调节电机的转速。

由于题目中给定为转速、电流双闭环控制的H型双极式PWM直流调速系统，电动机M两端电压UAB的极性随开关器件驱动电压的极性变化而变化。通过调节开关管的导通和关断时间，即占空比，可以达到对直流电机进行调速的目的。H型双极性PWM变换器如图5所示。

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图5 桥式可逆PWM变换器电路

双极式控制可逆PWM变换器的四个驱动电压波形如图6所示。

图6 双极式控制可逆PWM变换器的驱动电压、输出电压和电流波形

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它们的关系是：Ug1Ug4Ug2Ug3。在一个开关周期内，当0tton时，晶体管VT1、VT4饱和导通而VT2、VT3截止，这时UABUs。当tontT时，VT1、VT4截止，但VT2、VT3不能立即导通，电枢电流id经VD2、VD3续流，这时UAB-Us。UAB在一个周期内正负相间，这是双极式PWM变换器的特征，其电压、电流波形如图6所示。电动机的

Tton2，则UAB的平均值为正反转体现在驱动电压正负脉冲的宽窄上。当正脉冲较宽时，正，电动机正转；当正脉冲较窄时，则反转；如果正负脉冲相等，

为零，则电动机停止转动。

双极式控制可逆PWM变换器的输出平均电压为 Ud如果定义占空比tonT-ton2tonUs（-1）Us (1) TTTtonT2，平均输出电压

tonUd，电压系数，则在双极式可逆变换器中 TUs 2-1 (2) 调速时，的可调范围为0~1，相应的-1~1。当时，为负，电动机反转；当11时，电动机正转；当为正，221时，=0，电动机停止。但是电动机停止时电枢电压并2不等于零，而是正负脉宽相等的交变脉冲电压，因而电流也是交变的。

3 系统参数的选取

3.1 PWM变换器滞后时间常数Ts

PWM控制与变换器的动态数学模型和晶闸管触发与整流装置基本一致。当控制电压Uc改变时，PWM变换器输出平均电压Ud按现行规律变化，但其响应会有延迟，最大的时延是一周开关周期T。

PWM装置的延迟时间TsT，一般选取

1 Ts=0.001s (3)

f 其中，f------开关器件IGBT的频率。

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3.2 电流滤波时间常数和转速滤波时间常数

PWM变换器电流滤波时间常数的选择与晶闸管控制电路有所区别，这里选择电流滤波时间常数

Toi1ms0.001s (4) 根据所有发电机纹波情况，取Ton0.005s

3.3 反馈系数的确定

U*10 转速反馈系数 nm0.056Vmin/r (5)

nmax180U*101V/A (6) 电流反馈系数 imIdm254 电流调节器ACR的设计

4.1 电流环小时间常数计算

按小时间按常数近似处理，Ti取

TiToiTs0.0010.0010.002s

(7)

4.2 电流调节器结构选择

根据设计要求i5%，并保证稳态时在电网电压的扰动下系统无静差，可以按典型型系统设计电流调节器，电流环控制对象是双惯性的，因此可以采用PI调节器，其传递函数可见式（8）。

WACR（s）(8)

检查对电源电压的抗扰性能：

（）iis1

isTl0.015 7.5，分析可知，各项指标都是可以接受的。

Ti0.002标准文档

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4.3 电流调节器参数计算

电流调节器超前时间常数：iTl0.015s。

电流环开环增益：要求i5%，根据典型I型系统动态跟随性能指标和频域指标与参数的关系可知，应取KITi0.5，因此

0.50.5250s1 (9) KITi0.002于是，ACR的比例系数为

IiR2500.015i24.811.563 s(10)

4.4 校验近似条件

电流环截止频率：ciI250s1

（1）PWM变换装置传递函数的近似条件

13T1333.3s1ci s30.001满足近似条件。

（2）校验忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件

313154.7s1TcimTl0.20.015(12)

满足近似条件。

（3）电流环小时间常数近似处理条件

113T11333.3s1ci sToi30.0010.001满足近似条件。

4.5 调节器电容和电阻值计算

按所用运算放大器取R020k，各个电阻和电容值的计算如下：

RiKiR01.5632031.26k 取40k

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(11) (13)

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CiiRi0.0150.37F 取0.37F

40103Coi4Toi40.0010.2F 取0.2F 3R02010PI型电流调节器原理图如图7所示。

图7 含给定滤波与反馈滤波的PI型电流调节器

由以上计算可得电流调节器传递函数为

（s） WACRKi(is1)1.563(0.015s1) is0.015s(14)

校正成典型I型系统的电流环动态结构图如图8所示。

图8 电流环的动态结构图

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5 速度调节器ASR设计

5.1 时间常数的设定

在电流调节器的设计中为了达到电流超调的要求（i5%），KITi0.5，所以电流

1环等效时间常数为：

KI

(15)

12i20.0020.004s KI 转速环小时间常数n。按小时间常数处理处理，取

1on0.0040.0050.009s nI(16)

5.2 转速调节器结构选择

为了实现转速无静差，在负载扰动作用点前必须有一个积分环节，它应该包含在转速调节器ASR中。现在扰动作用点后面已经有了一个积分环节，因此转速环开环调节器应该有两个积分环节，所以应该设计成典型II型系统，这样的系统同时也能满足动态抗扰性

能好的要求。由此可见，ASR也应该采用PI调节器，其传递函数为

K(s1)（s）nn WASR

ns(17)

5.3 转速调节器参数计算

电动机的电动势常数为：

U-IR48-50.50.253Vmin/r Cenomnomannom180(18)

按跟随性和抗扰性好的原则，取h=5，则ASR的超前时间常数为：

nhn50.0090.045s (19) 转速环的开环增益为：

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h1511481.1s2 (20) 2222hn2250.009 于是可得ASR的比例系数为：

n(h1)Cem610.2530.230.1 (21)

2hRn250.05620.0095.4 校验近似条件

转速环的截止频率为：cnNNn1481.10.04566.7s1

1 （1）电流环传递函数简化条件

(22)

满足简化条件。

（2）转速环小时间常数近似处理条件

1K1250117.8s1cn 3i30.002

1125074.5s1cn (23)

3on30.005满足简化条件。

（3）校核转速超调量

当h=5时，由典型II型系统的阶跃输入跟随性能指标的关系可知，n37.6%，不能满足设计的要求。实际上，突加阶跃给定时，ASR饱和，不符合线性系统的前提，应该按ASR退饱和的情况重新计算超调量。

系统空载启动到额定转速时的转速超调量：

52CnCn0.00914.5% n(max)*b2(max)(z)*bn20.81220.056CbnCbnm1800.2满足要求。

5.5 调节器电容和电阻值计算

按所用运算放大器取R020k，各电阻和电容值计算如下：

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RnnR019.320k386k 取400k

CnConnRn0.07F0.175F 取0.2F 3400104on40.01F2F 取2F R020103 PI型转速调节器原理图如图9所示。

图9 含给定滤波与反馈滤波的PI型转速调节器

由以上计算可得转速调节器的传递函数为

(s1)30.1(0.045s1)（s）nn WASR (24)

ns0.045s 校正成典型II型系统的转速环的动态结构图如图10所示。

图10 转速环的动态结构图

6 采用MATLAB对系统进行仿真

利用MATLAB-SIMULINK对系统进行仿真，系统框图和仿真结果如下所示。

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6.1 原理框图设计

6.1.1 电流环原理图

图11 电流环原理图

电流环的原理图如图11所示，输入为阶跃信号，通过ACR输出限幅，控制输出电流幅

值大小。电流反馈环节加上PI调节器，使稳态输出无静差。

6.1.2 转速环原理图

转速环原理图如图12所示。阶跃给定输入信号经过一个惯性环节输出，与反馈环节的比较作为ASR的输入，ASR输出限幅，控制输出直流电压幅值大小。负载扰动设定为阶跃信号，系统空载启动。若仿真时间设为5s,可以设定在3s时加入负载的扰动。

图12 转速环原理图

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6.1.3转速、电流双闭环直流调速系统原理图

图13 双闭环直流调速系统的MATLAB仿真原理图

图中，step为一个电压阶跃信号，当t=0时，跳变为阶跃值为10的信号。

图中subsystem是新建的一个系统，通过设计参数，其等效为ASR或者ACR，只是两者的参数设置不一样，但内部结构相同，包含比例环节和积分环节，如图14所示。

图14 ASR和ACR内部结构图

6.2 仿真结果

6.2.1电流环仿真结果

电流环的仿真结果如图15所示。突加给定电压，电流迅速上升至最大值，存在一定的

超调，因给定输入达到限幅值，强迫电枢电流上升阶段结束，电流减小达到给定值并维持稳定。设置给定值为200，在直流电动机的恒流升速阶段，电流值低于200A，其原因是电流调节系统受到电动机反电动势的扰动。选择KT=0.5.当KT的值越大时，超调越大，但上升时间越短。

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图15 电流环仿真结果

6.2.2转速环仿真结果

图16 转速环仿真结果

双闭环直流调速系统仿真结果如图16所示，系统的起动过程包含三个阶段。电流上升阶段、恒流升速阶段和转速调节（退饱和）阶段。在图16中，黄色曲线表示转速变化，紫色曲线表示电枢电流的变化。

6.2.3转速环抗负载扰动仿真结果

利用转速环仿真模型同样可以对转速环抗扰过程进行仿真，它是在负载电流IdL(s)

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的输入端加上负载电流。得到转速环的抗扰波形图如图17所示。

图17 转速环抗扰仿真结果

6.3 仿真结果分析

双闭环控制电动机的转速和电流分别由两个独立的调节器控制，转速调节器的输出就

是电流调节器的给定，因此电流环能够随转速的偏差调节电动机电枢的电流。当转速低于给定转速时，转速调节器的积分作用使输出增加，即电流给定上升，并通过电流环调节使电动机电流增加，从而使电动机获得加速转矩，电动机转速加速上升，电机启动性能良好，满足动态稳定性和稳定性。

7 双闭环系统的电路设计

7.1 转速调节器ASR电路

设计中采用运算放大器TL082作为系统转速调节器电路，如图18所示，给定电压由正负10V电源加在两个电位器上构成，通过调节电位器R11、R22即可调节给定电压的大小，在经过电压跟随器加到速度调节器上。图中稳压二极管D3、D4配合构成限幅器限制ASR输出的最大电压，保证了系统在启动过程中电机能够在最大转矩下安全的恒流启动。实现饱和非线性控制。

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7.2 电流调节器ACR电路

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ASR的输出作为给定信号加在Ui*端，反馈的电流信号加在UiF端。

图19 电流调节器ACR电路

图18 转速调节器ASR电路

电流检测部分采用霍尔传感器检测出主回路中的电流，送入电流调节器的电流反馈输

电流环调节器硬件电路是如图19所示的PI调节器。同速度调节器，D1、D2构成限幅电路，当电动机过载甚至堵转时，限制电枢电流的最大值，起到堵转以及过流保护作用。

入端。通过调节电位器R20即可调节的值到适当的大小。电流检测电路如图20所示。

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图20 电流检测电路

7.3 PWM脉宽控制电路

如图21所示为PWM脉宽控制电路，控制电压Uc控制SG3524输出两路带死区互补的

PWM波，通过控制电压Uc的大小控制占空比的大小。然后一路PWM波连接U5的HIN和U7的LIN，另一路PWM波其通过SN74LS04反相连接U7的LIN和U5的HIN，这样就共同通过一片SG3524驱动两路半桥电路，实现全桥驱动。

图21 PWM脉宽控制电路

SG3524介绍和电路参数设定如下：

SG3524的基准源属于常规的串联式线性直流稳压电源,它向集成块内部的斜波发生器、PWM比较器、T型触发器等以及通过16脚向外均提供+5V的工作电压，基准电压振荡器先产生0.6V-3.5V的连续不对称锯齿波电压Vj,再变换成矩形波电压,送至触发器、或非门,并由3脚输出。

本设计采用集成脉宽调制器SG3524作为脉冲信号发生的核心元件。根据主电路中MOSFET的开关频率，选择适当的RT、CT值即可确定振荡频率。振荡器频率由SG3524的6

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脚、7脚外接电容器CT和外接电阻器RT决定,其为:f=1.15/RTCT。

由初始条件知，开关频率为10kHz，可以选择RT=12kΩ ，CT=0.01uF。两路输出单独使用时，输出脉冲占空比为0%~45%，脉冲频率为振荡频率的一半。两路输出并联使用才能使输出脉冲占空比为0%~90%，脉冲频率为振荡频率。

IR2110介绍与电路参数设定如下：

MOSFET驱动采用了集成芯片IR2110，IR2110采用HVIC和闩锁抗干扰CMOS工艺制作，具有独立的高端和低端输出通道；逻辑输入与标准的CMOS输出兼容；浮置电源采用自举电路，其工作电压可达500V，du/dt=±50V/ns，在15V下的静态功耗仅有1.6mW；输出的栅极驱动电压范围为10～20V，逻辑电源电压范围为5～15V，逻辑电源地电压偏移范围为－5V～＋5V。IR2110采用CMOS施密特触发输入，两路具有滞后欠压锁定。

因SG3524振荡频率为10KHz，电容C35和C45大小取1uF。且为了防止IR2110驱动的半桥直通，反相器需有一定的时间裕量，保证同一路IR2110两互补信号有死区，在这里用SN74LS14构成的反相器可以满足要求。

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设计心得体会

对PWM脉宽直流调速系统的设计，再一次熟悉了课本所学知识，对双闭环系统的设计步骤和设计过程有了更深入的了解。

通过本次课程设计，加深了对所学电力拖动自动控制系统课程知识的理解，特别是双闭环直流调速系统的设计，包括电流环、转速环的设计。设计时借助MATLAB软件进行直流调速系统分析，进一步熟悉了MATLAB中SIMULINK的仿真。同时，还利用Altium Designer设计主电路图，熟悉硬件设计平台，为以后的电路设计打下基础。书写课程设计说明书时使用WORD软件，使我掌握了许多WORD编辑和排版技巧。

在此次课程设计中，我觉得查阅各类书籍是很重要的，通过查阅图书馆的书籍可以开拓我们的视野，使我们的思维不仅仅局限在一个很小的圈子里，对同一个问题有多种分析思路、解决方法。另外，我认为光靠自己一个人的力量是远远不够的，当自己遇到问题实在解决不了时，可以和同学共同探讨，寻找解决办法。正所谓“三人行，则必有我师”。 总之，这次课程设计不仅增加了我的知识积累，为将来的毕业设计打下了基础，还让我懂得自主学习的重要性，还有做什么事情都要有恒心，有信心，动脑子去想，就一定有所收获。在此还要感谢老师对我不厌其烦的指导，使我能够顺利完成此次课程设计。

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参考文献

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[3] 徐月华，汪仁煌. Matlab在直流调速设计中的应用.广东工业大学，2001 [4] 马葆庆，孙庆光. 直流电动机的动态数学模型.电工技术，1997 [5] 周渊深. 交直流调速系统与MATLAB仿真.中国电力出版社，2003

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