PWM-M可逆调速系统设计

2024-10-18 来源：威能网

武汉理工大学《运动控制系统》课程设计说明书

摘要 ........................................................... 3 一、直流调速介绍 ............................................... 4 1.1 调速定义 .................................................... 4 1.2 调速方法 .................................................... 4

1.2.1 调节电枢供电电压U ..................................... 4 1.2.2 改变电动机主磁通 ..................................... 4 1.2.3 改变电枢回路电阻R ..................................... 4 1.3 调速指标 .................................................... 5

1.3.1 调速范围（包括：恒转矩调速范围/恒功率调速范围）........ 5 1.3.2 动态速降............................................... 5 1.3.3 恢复时间............................................... 5 二、双闭环直流调速系统介绍 ..................................... 6 2.1 转速、电流双闭环调速系统的组成 .............................. 6 2.2 双闭环调速系统的起动过程 .................................... 7

2.2.1 理想启动过程........................................... 7 2.2.2 实际启动过程分析....................................... 9 2.3 双闭环调速系统的起动过程三个特点： ......................... 11

2.3.1 饱和非线性控制........................................ 11 2.3.2准时间最优控制 ........................................ 11 2.3.3转速超调 .............................................. 11 2.4 PI调节器的稳态特征......................................... 12

2.4.1 速调节器不饱和........................................ 12 2.4.2 转速调节器饱和........................................ 13 2.5 各变量的稳态工作点和稳态参数计算 ........................... 14 三、设计任务及要求 ............................................ 15

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3.1 设计初始条件 ............................................... 15 3.2 要求完成的主要任务 ......................................... 15 四、PWM-M调速系统设计 ......................................... 16 4.1 直流PWM-M调速系统 ......................................... 16 4.2 UPE环节的电路波形分析...................................... 17 4.3 电流调节器的设计 ........................................... 19

4.3.1 电流环结构框图的化简................................. 19 4.3.2电流调节器参数计算 .................................... 20 4.3.3 参数校验.............................................. 22 4.3.4 计算调节器电阻和电容.................................. 23 4.4 转速调节器的设计 ........................................... 23

4.4.1 电流环的等效闭环传递函数.............................. 23 4.4.2 转速环结构的化简和转速调节器结构的选择................ 24 4.4.3 转速调节器的参数的计算................................ 27 4.4.4 参数校验.............................................. 27 4.4.5 计算调节器电阻和电容.................................. 28 4.5 调速范围静差率的计算 ....................................... 28 五、系统仿真 .................................................. 30 5.1 仿真软件Simulink介绍 ...................................... 30 5.2 Simulink仿真步骤........................................... 30 5.3 双闭环仿真模型 ............................................. 31 5.4 双闭环系统仿真波形图 ....................................... 31 六、心得体会及小结 ............................................ 33 七、参考文献 .................................................. 34

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摘要

为了满足生产工艺要求，需要改变工作速度，在当代工业上PWM控制调速系统已经被广泛地应用，轧制品种和材料厚度的不同，也要求采用不同的速度。其优点还是日益突现，而带有双闭环的调速系统更是受到广泛欢迎。生产机械的调速方法可以采用机械的方法取得，但是机械设备的变速机构较复杂，所以在现代电力拖动中，大多数采用电气调速方法。电气调速就是对机械的电动机进行转速调节，在某一负载下人为地改变电动机的转速。

在实际应用中，电动机作为把电能转换为机械能的主要设备，首先要具有较高的机电能量转换效率；其次应能根据生产机械的工艺要求控制和调节电动机的旋转速度。电动机的调速性能如何对提高产品质量、提高劳动生产率和节省电能有着直接的决定性影响。因此，调速技术一直是研究的热点。直流电动机具有良好的起动、制动性能，适宜在较大范围内调速，在许多需要高性能可控电力拖动领域中得到广泛的应用。近年来交流调速系统发展很快，然而直流拖动系统在理论上和实践上都比较成熟，而且从反馈闭环控制的角度来看，它是交流拖动控制系统的基础，所以应该很好地掌握直流调速系统。

采用转速负反馈和PI调节器的单闭环直流调速系统可以在保证系统稳定的前提下实现转速无静差。但是，如果对系统的动态性能要求较高，单闭环系统就难以满足需要在。因此，为了使调速达到高精度、高准度的要求，本次设计使用了电流调节器和转速调节器，以此来组成双闭环，电流环为内环，转速环为外环。这样的设计能够达到任务要求的静态指标和动态指标。

关键词：PWM调速、直流电动机、双闭环调速

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一、直流调速介绍

1.1 调速定义

调速是指在某一具体负载情况下，通过改变电动据或电源参数的方法，使机械特性曲线得以改变，从而使电动机转速发生变化或保持不变。

1.2 调速方法

1.2.1 调节电枢供电电压U

改变电枢电压主要是从额定电压往下降低电枢电压，从电动机额定转速向下变速，属恒转矩调速方法。对于要求在一定范围内无级平滑调速的系统来说，这种方法最好。直流电源。

变化遇到的时间常数较小，能快速响应，但是需要大容量可调1.2.2 改变电动机主磁通

改变磁通可以实现无级平滑调速，但只能减弱磁通进行调速（简称弱磁调速），从电机额定转速向上调速，属恒功率调速方法。If变化时间遇到的时间常数同I变化遇到的相比要大得多，响应速度较慢，但所需电源容量小。

1.2.3 改变电枢回路电阻R

在电动机电枢回路外串电阻进行调速的方法，设备简单，操作方便。但是只能进行有级调速，调速平滑性差，机械特性较软；空载时几乎没什么调速作用；还会在调速电阻上消耗大量电能。

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1.3 调速指标

1.3.1 调速范围（包括：恒转矩调速范围/恒功率调速范围）

恒转矩调速范围是指调速系统在额定负载下，可长期稳定运行的最低速度和最高速度之比，一般这个最高速度就是额定速度，比如：1：1000，假定该调速系统的最大（额定速度）为2000rpm，则其最小运行速度为2rpm。指标越宽，调速范围越大，系统性能越好。

恒功率调速范围是指调速系统在额定功率下，可长期稳定运行的最低速度和最高速度之比，一般这个最低速度就是额定速度，比如：1：2，假定该调速系统的额定速度为1000rpm，则其最高运行速度为2000rpm。

1.3.2 动态速降

它是指电机由空载突加额定负载时最大的速度跌落（下降），这个值越小，表明系统响应快，系统特性硬。

1.3.3 恢复时间

当电机突加额定负载后可以恢复到原先速度所需的时间，时间越短，响应越好，反之表明系统响应慢。

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二、双闭环直流调速系统介绍

2.1 转速、电流双闭环调速系统的组成

图2-1双闭环直流调速系统的稳态结构

稳态结构图如图2-1所示，两个调节器均采用带限幅作用的PI调节器。转速

*调节器ASR的输出限幅电压Uim决定了电流给定的最大值，电流调节器ACR的

输出限幅电压Ucm限制了电力电子变换器的最大输出电压Udm，图中用带限幅的输出特性表示PI调节器的作用。当调节器饱和时，输出达到限幅值，输出量的变化不再影响输出，除非有反向的输入信号使调节器退出饱和。当调节器不饱和时，PI调节器工作在线性调节状态，其作用是使输入偏差电压U在稳态时为零。

Ui(s)Un(s)E(s)IdL(s)1Tons1ASR1Tois1ACRUc(s)KsUd0(s)Tss11/RId(s)Tls1RTms1Cen(s)电流环Tois1Tons1

图2-2 双闭环调速系统的动态结构框图

双闭环调速系统的实际动态结构框图如图2-2。由于电流检测信号中常含有交流分量，为了不使它影响到调节器的输入，需要加低通滤波。这样的滤波环节传

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递函数可用一阶惯性环节来表示，其滤波时间常数Toi按需要选定，以滤平电流检测信号为准。然而，在抑制交流分量的同时，滤波环节也延迟了反馈信号的作用，为了平衡这个延迟作用，在给定信号通道上加入一个同等时间常数的惯性环节，称作给定滤波环节。其意义是让给定信号和反馈信号经过相同的延时，使得二者在时间上恰好的配合。

由测速发电机得到的转速反馈电压含有换向纹波，因此也需要滤波，滤波时

间常数用Ton表示。根据和电流环一样的道理，在转速给定通道上也加入时间常数Ton的给定滤波环节。

2.2 双闭环调速系统的起动过程

2.2.1 理想启动过程

由前面的分析可知，采用转速负反馈和PI调节器的单闭环调速系统可以在保证系统稳定的条件下实现转速无静差。

如果对系统的动态性能要求较高，例如要求快速起、制动、突加负载动态速降小等等，单闭环系统难以满足要求。这主要是因为在单闭环系统中不能完全按照需要来控制动态过程的电流或转矩。

在单闭环调速系统中，只有电流截至负反馈环节是专门用来控制电流的，但它只是在超过临界电流Idcr值以后，靠强烈的负反馈作用限制电流的冲击，并不能很理想地控制电流的动态波形。

带电流截至负反馈的单闭环调速系统启动时的电流和转速波形如图2-3所示。当电流从最大值降下来以后，电机转矩也随之减小，因而加速过程必然拖长。

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图2-3 带电流截至负反馈得单闭环调速系统启动过程

在电机最大电流（转矩）受限的条件下，希望充分利用电机允许过载能力，最好是在过渡过程中始终保持电流（转矩）为允许的最大值，使电力拖动系统尽可能用最大的加速度起动，到达稳态转速后，又让电流立即降低下来，使转矩马上与负载平衡，从而转入稳态运行。这样的理想起动过程波形见图2-4，这时，起动电流呈方形波，而转速是呈线性增长的。这是在最大电流（转矩）受限的条件下调速系统所能得到的最快的起动过程。

图2-4 理想快速启动过程

实际上，由于主电路电感的作用，电流不能突变，图2-4所示的理想波形只能得到近似的逼近，不能完全实现。为了实现在允许条件下最快起动，关键要获得一段使电流保持为最大值Idm的恒流过程，按照反馈控制规律，采用某个物理量的负反馈就可以保持该量基本不变，那么采用电流负反馈就应该得到近似的恒流过程。问题是希望在起动过程中只有电流负反馈，而不能让它和转矩负反馈同时加到一个调节器的输入端，到达稳定转速后，又希望只要转速负反馈，不再靠

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电流负反馈发挥主要的作用。怎样才能做到这种既存在转速和电流两种负反馈作用，又使它们只能分别在不同的阶段起作用呢？双闭环调速系统可以解决这个问题。

2.2.2 实际启动过程分析

双闭环调速系统突加给定电压，由静止状态起动时，转速和电流的过渡过程示于图2-5。

图2-5 双闭环直流调速系统启动过程转速和电流波形

由于在起动过程中转速调节器ASR经历了不饱和、饱和、退饱和三个阶段，整个过渡过程也就分成三段，在图中分别标以I、和III。（1）第Ⅰ阶段电流上升的阶段

突加给定电压后，通过两个调节器的控制作用，电动机开始转动。由于机电惯性的作用，转速的增长不会很快，因而转速调节器ASR的输人偏差电压数值较大，其输出很快达到限幅值，强迫电流Id迅速上升。当IdIdl时，UiUim，电流调节器的作用使Id不再迅猛增长，标志着这一阶段的结束。在这一阶段中，ASR由不饱和很快达到饱和，而ACR一般应该不饱和，以保证电流环的调节作用。

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（2）第Ⅱ阶段恒流升速阶段

从电流升到最大值Idm开始，到转速升到给定值为止，属于恒流升速阶段，是起动过程中的主要阶段。在这个阶段中，ASR一直是饱和的，转速环相当于开环状态，系统表现为在恒值电流给定U*im作用下的电流调节系统，基本上保持电流Id恒定(电流可能超调，也可能不超调，取决于电流调节器的结构和参数)，因而拖动系统的加速度恒定，转速呈线性增长。与此同时，电动机的反电动势正也按线性增长。对电流调节系统来说，这个反电动势是一个线性渐增的扰动量，为了克服这个扰动，Ud0和Ud也必须基本上按线性增长，才能保持Id恒定。由于电流调节器ACR是PI调节器，要使它的输出量按线性增长，其输入偏差电压必须维持一定的恒值，也就是说，Id应略低于Idm。此外还应指出，为了保证电流环的这种调节作用，在起动过程中电流调节器是不能饱和的，同时整流装置的最大电压Ud0m也须留有余地，即晶闸管装置也不应饱和，这些都是在设计中必须注意的。

（3）第Ⅲ阶段转速调节阶段

在这阶段开始时，转速已经达到给定值，转速调节器的给定与反馈电压相平衡，输入偏差为零，但其输出却由于积分作用还维持在限幅值，所以电动机仍在最大电流下加速，必然使转速超调。转速超调以后，ASR输入端出现负的偏差电压，使它退出饱和状态，其输出电压即ACR的给定电压立即从限幅值降下来，主电流Id也因而下降。但是，由于Id仍大于负载电流Idl，在一段时间内，转速仍继续上升。到IdIdl时，转速n达到峰值。此后，电动机才开始在负载的阻力下减速，与此相应，电流Id也出现一段小于Idl的过程，直到稳定(设调节器参数已调整好)。在这最后的转速调节阶段内，ASR与ACR都不饱和，同时起调节作用。由于转速调节在外环，ASR处于主导地位，而ACR的作用则是力图使Id尽快地跟随ASR的输出量，或者说，电流内环是一个电流随动子系统。

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2.3 双闭环调速系统的起动过程三个特点：

2.3.1 饱和非线性控制

随着ASR的饱和与不饱和，整个系统处于完全不同的两种状态。当ASR饱和时，转速环开环，系统表现为恒值电流调节的单闭环系统；当ASR不饱和时，转速环闭环，整个系统是一个无静差调速系统，而电流内环则表现为电流随动系统。在不同情况下表现为不同结构的线性系统，这就是饱和非线性控制的特征。决不能简单地应用线性控制理论来分析和设计这样的系统，可以采用分段线性化的方法来处理。分析过渡过程时，还必须注意初始状态，前一阶段的终了状态就是后一阶段的初始状态。如果初始状态不同，即使控制系统的结构和参数都不变，过渡过程还是不一样的。

2.3.2准时间最优控制

起动过程中主要的阶段是第Ⅱ阶段，即恒流升速阶段，它的特征是电流保持恒定，一般选择为允许的最大值，以便充分发挥电机的过载能力，使起动过程尽可能最快。这个阶段属于电流受限制条件下的最短时间控制，或称“时间最优控制”。但整个起动过程与理想快速起动过程相比还有一些差距，主要表现在第I、Ⅲ两段电流不是突变。不过这两段的时间只占全部起动时间中很小的成份，已无伤大局，所以双闭环调速系统的起动过程可以称为“准时间最优控制”过程。如果一定要追求严格最优控制，控制结构要复杂得多，所取得的效果则有限，并不值得。

采用饱和非线性控制方法实现准时间最优控制是一种很有实用价值的控制策略，在各种多环控制系统中普遍地得到应用。

2.3.3转速超调

由于采用了饱和非线性控制，起动过程结束进入第Ⅲ段即转速调节阶段后，必须使转速调节器退出饱和状态。按照PI调节器的特性，只有使转速超调，ASR的输人偏差电压为负值，才能使ASR退出饱和。这就是说，采用PI调节器的双

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闭环调速系统的转速动态响应必然有超调。在一般情况下，转速略有超调对实际运行影响不大。如果工艺上不允许超调，就必须采取另外的控制措施。最后，应该指出，晶闸管整流器的输出电流是单方向的，不可能在制动时产生负的回馈制动转矩。因此，不可逆的双闭环调速系统虽然有很快的起动过程，但在制动时，当电流下降到零以后，就只好自由停车。如果必须加快制动，只能采用电阻能耗制动或电磁抱闸。同样，减速时也有这种情况。类似的问题还可能在空载起动时出现。这时，在起动的第Ⅲ阶段内，电流很快下降到零而不可能变负，于是造成断续的动态电流，从而加剧了转速的振荡，使过渡过程拖长，这是又一种非线性因素造成的。

2.4 PI调节器的稳态特征

一般存在两种状况：饱和——输出达到限幅值；不饱和——输出未达到限幅值。当调节器饱和时，输出为恒值，输入量的变化不再影响输出，除非有反向信号使调节器退出饱和；换句话说，饱和的调节器暂时隔断了输入和输出间的联系，相当于使该调节环开环。当调节器不饱和时，PI作用使输入偏差电压在稳态时总是零。实际上，在正常运行时，电流调节器是不会达到饱和状态的。只有转速调节器饱和与不饱和两种情况。

2.4.1 速调节器不饱和

这时，两个调节器都不饱和，稳态时，它们的输入偏差电压都是零。因此

*UnUnn

Ui*UiId

由第一关系式可得：

niUnn0

*与此同时，由于ASR不饱和， U*iUim ，从上述第二个关系式可知：

IdIdm。这就是说，n0A段静特性从Id=0 （理想空载状态）一直延续到

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IdIdm。而Idm一般都是大于额定电流Idnom的，这就是静特性的运行段。

2.4.2 转速调节器饱和

这时，ASR输出达到限幅值Uim，转速外环呈开环状态，转速的变化对系统

不再产生影响。双闭环系统变成一个电流无静差的单闭环系统。稳态时

Id*UimIdm

最大电流Idm是设计者选定的，取决于电机的容许过载能力和拖动系统允许的最大加度所描述的静特性是图2-6中的A-B段。这样的下垂特性只适合于n图2-6 双闭环调速系统的静特性

双闭环调速系统的静特性在负载电流小于时Idm表现为转速无静差，这时，转负反馈起主要调节作用。当负载电流达Idm后，转速调节器饱和，电流调节器起主要调节作用，系统表现为电流无静差，得到过电流的自动保护。这就是采用了两个PI调节器分别形成内、外两个闭环的效果。这样的静特性显然比带电流至负反馈的单闭环系统静特性好。然而实际上运算放大器的开环放大系数并不是无穷大，静特性的两段实际上都略有很小的静差。

无静差系统的稳态计算相似，即根据各调节器的给定反馈值计算有关的反馈系数：

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2.5 各变量的稳态工作点和稳态参数计算

双闭环调速系统在稳态工作中，当两个调节器都不饱和时，各变量之间有下列关系

* UnUnnn0

Ui*UiIdIdl

*UdoCenIdRCeUnIdlR Uct ksKsKS*上述关系表明，在稳态工作点上，转速n是由给定电压Un决定的，ASR的输

出量Ui*是由负载电流Idl决定的，而控制电压Uct的大小则同时取决于n和Idl，

*或者说，同时取决于Un和Idl。这些关系反映了PI调节器不同于P调节器的特点。

比例环节的输出量总是正比于其输入量，而PI调节器则不然，其输出量的稳态值与输入无关，而是由它后面环节的需要决定的。后面需要PI调节器提供多么大的输出值，它就能提供多少，直到饱和为止。鉴于这一点，双闭环调速系统的稳态参数计算与单闭环有静差系统完全不同，而是和无静差系统的稳态计算相似，即根据各调节器的给定与反馈值计算有关的反馈系数：

转速反馈系数 U*nm/nmax 电流反馈系数 U*im/Idm

**两个给定电压的最大值Uim和Unm是受运算放大器的允许输入电压限制的。

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三、设计任务及要求

3.1 设计初始条件

采用双闭环调速系统。

电机参数：uN=220V，IN=136A，Nn=1460r/min；电动机电动势系数Ce0.132Vmin/r 晶闸管放大系数Ks40 电枢回路总电阻R=0.5Ω；电磁时间常数TL=0.03s；

电力拖动系统机电时间常数Tm=0.18s 额定转速时给定电压为10V；稳态无静差，电流超调量σi≤5%；

空载启动到额定转速时的过度过程时间ts≤0.5s

3.2 要求完成的主要任务

（1）PWM-M可逆调速系统电路设计；（2）系统原理图设计；

（3）过程分析,参数设计计算与校验。

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四、PWM-M调速系统设计

4.1 直流PWM-M调速系统

整个系统上采用了转速、电流双闭环控制结构，如图4-1所示。在系统中设置两个调节器，分别调节转速和电流，二者之间实行串级连接，即以转速调节器的输出作为电流调节器的输入，再用电流调节器的输出作为PWM的控制电压。从闭环反馈结构上看，电流调节环在里面，是内环，按典型Ⅰ型系统设计；转速调节环在外面，成为外环，按典型Ⅱ型系统设计。

为了获得良好的动、静态品质，调节器均采用PI调节器并对系统进行了校正。检测部分中，采用了霍尔片式电流检测装置对电流环进行检测，转速还则是采用了测速电机进行检测，达到了比较理想的检测效果。主电路部分采用了以GTR为可控开关元件、H桥电路为功率放大电路所构成的电路结构。控制PWM脉冲波形，通过调节这两路波形的宽度来控制H电路中对电机速度的控制。

图4-1双闭环调速系统结构图

直流调速系统的结构如上图所示，其中UPE是电力电子器件组成的变换器，其输入接三相(或单相)交流电源，输出为可控的直流电压铸。对于中、小容量系统，多采用由IGBT或P一MOSFET组成的PWM变换器;对于较大容量的系统，可采用其他电力电子开关器件，如GTO、IGCT等;对于特大容量的系统，则常用晶闸管装置。根据自动控制原理，反馈控制的闭环系统是按被调量的偏差进行控制

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的系统，只要被调量出现偏差，它就会自动产生纠正偏差的作用。

图4-2 桥式可逆PWM变化器电路

双极式控制可逆PWM变换器的四个驱动电压波形如图3所示，它们的关系是：Ug1Ug4Ug2Ug3。在一个开关周期内，当0tton时，UAB=Us，电枢电流id沿回路1流通；当tontT时，驱动电压反号，id沿回路2经二极管续流，UAB=Us。因此，UAB在一个周期内具有正负相间的脉冲波形。

为了实现转速和电流两种负反馈分别起作用，在系统中设置了两个调节器，分别是转速和电流，二者之间实行串级联接，把转速调节器的输出当作电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制PWM调制器。从闭环结构上看，电流调节环在里面，叫做内环；转速调节器在外面，叫做外环。这样就形成了转速、电流双闭环调速系统。为了获得良好的静、动态性能，双闭环调速系统的两个调节器都采用PI调节器

4.2 UPE环节的电路波形分析

图4-3绘出了双极式控制时的电压和电流波形。电动机电枢电压的平均值则

T体现在驱动电压正、负脉冲的宽窄上。当正脉冲较宽时，ton，则UAB的平均

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T，平均输出电2压为零，则电动机停止。图4所示的波形是电动机工作在正向电动时的情况。

值为正，电动机正转；反之则反转。如果正、负脉冲相等，ton

图4-3 双极式控制可逆PWM变换器波形

直流电动机的电枢电压UAB的正、负变化，使电流波形随之波动。电流波形存在两种情况，如图4中的id1和id2。id1相当于电动机负载较重的情况，这时负载电流大，在续流阶段电流仍维持正方向，电动机始终工作在第Ⅰ象限的电动状态。id2相当于负载很轻的情况，平均电流小，在续流阶段电流很快衰减到零，

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于是二极管终止续流，而反向开关器件导通，电枢电流反向，电动机处于制动状态。id2电流中的线段3和4是工作在第Ⅱ象限的制动状态。电枢电流的方向决定了电流是经过续流二极管VD还是经过开关器件VT流动。

双极式控制可逆PWM变换器的输出平均电压为

tTton2tUd=onUsUs=(on1)Us

TTT若占空比和电压系数的定义与不可逆变换器中相同，则在双极式控制的可逆变换器中

21

就和不可逆变换器中的关系不一样了。

调速时，的可调范围为0~1，相应地，1~1。当电动机正转；当止。

1时，为正，211时，为负，电动机反转；当时，0，电动机停22

4.3 电流调节器的设计

4.3.1 电流环结构框图的化简

在上图点划线框的电流环中，反电动势与电流反馈的作用相互交叉，这将给设计工作带来麻烦。实际上，反电动势与转速成正比，它代表转速对电流环的影响。在一般情况下，系统的电磁时间常数Tl远小于机电时间常数Tm，因此，转速的变化往往比电流变化慢得多，对电流环来说，反电动势是一个变化较慢的扰动，在电流的瞬变过程中，可以认为反电动势基本不变，即E0，这样，在按动态性能设计电流环时，可以暂不考虑反电动势变化的动态影响，得到的电流环的近似结构框图如图4-4。

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Ui(s)1Tois1ACRUc(s)KsTss1Ud0(s)1/RTls1Id(s)Tois1

图4-4 忽略反电动势的动态影响

如果把给定滤波和反馈滤波两个环节都等效地移到环内，同时把给定信号改成Ui(s)/，则电流环便等效成单位负反馈系统

Ts和Toi比Tl小得多，可以当作小惯性群而近似地看作是一个惯性环节，其时间常数为：

TiTsToi

则电流环结构框图最终简化成图4-5。

Ui(s)ACRKs/R(Tls1)(Tis1)Id(s)

图4-5 小惯性环节近似处理

4.3.2电流调节器参数计算

电流环的控制对象是双惯性的，要校正成典型Ⅰ型系统，显然应采用PI型的调节器，其传递函数可以写成

WACR(s)Ki(is1) is式中 Ki--------电流调节器的比例系数

i --------电流调节器的超前时间常数

为了让调节器零点与控制对象的大时间常数极点对消，选择

iTl （3-3）

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则电流环的动态结构框图便成为图所示的典型形式，其中

KIKiKs （3-4） iR

比例系数Ki，可根据所需的动态性能指标选取。设计要求电流超调量

i5%，查表可选

0.707，KITi0.5，

已知三相桥式电路的平均失控时间Ts0.00167s

TiTsToi=0.00170.0020.0037s

电流环开环增益： KI

0.50.5135.1s1 Ti0.0037双闭环调速系统在稳态工作中，当两个调节器都不饱和时。各变量之间的关

系：

UnUnnn0

UiUiIdIdm

令两个调节器的输入和输出最大值都是10V，额定转速nN1000r/min，额

定电流IN55A，最大电流Idm=Id，为过载倍数，一般取为1.5。

Un10转速反馈系数： 0.00685Vminr/

nN1460*Uim10电流反馈系数： 0.049V/A

Idm1.5136 电流调节器超前时间：

1Tl0.03s

取Ks75，则电流调节器的比例系数：

KiKI1R/Ks135.10.030.5/400.0491.03

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4.3.3 参数校验

1）检查对电源电压的抗扰性能：

Tl0.038.1， T0.0037i查表典型Ⅰ型系统动态抗扰性能都是可以接受的。

电流截止频率：ciKI135.1s1

2）晶闸管整流装置传递函数的近似条件

113T196.1s1ci s30.0017满足近似条件。

3）忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件，已知 C0.13

e2机电时间：

Tm0.18s 313140.8s1TT0.18ciml0.03满足近似条件。

4）电流环小时间常数近似处理条件

113T11180.8s1ci

sToi30.00170.002满足近似条件。

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4.3.4 计算调节器电阻和电容

图4-6 含给定滤波和反馈滤波的PI型电流调节器

电流调节器原理图如图4-6所示，按所用运算放大器取R040k，各电阻和电容值计算如下：

RiKiR01.0340k41.2k 取40k Ci=iRi0.03F=0.75F 取0.75F 34010Coi=4Toi40.002F=0.2F 取0.2F R040103按照上述参数，电流环可以达到的动态跟随性能指标为

i=4.3%<5% 满足设计要求

4.4 转速调节器的设计

4.4.1 电流环的等效闭环传递函数

电流环经化简后可视作转速环中的一个环节，为此需要求出它的闭环传递函数Wcli(s)，由图3-4可知：

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KII(s)1s(Tis1)Wcli(s)d

KT1Ui(s)/1Ii2ss1s(Tis1)KIKI忽略高此项，Wcli(s)可降阶近似为：

Wcli(s)11s1KI

接入转速环内，电流环等效环节的输入量应为Ui(s)，因此电流环在转速环中应等效为：

1Id(s)Wcli(s)

1Ui(s)s1KI这样，原来是双惯性环节的电流环控制对象，经闭环控制后，可以近似地等效成只有较小时间常数1KI的一阶惯性环节。这表明，电流的闭环控制改造了控制对象，加快了电流的跟随作用。

4.4.2 转速环结构的化简和转速调节器结构的选择

用电流环的等效环节代替电流环后，整个转速控制系统的动态结构框图如图4-7所示。

IdL(s)Un(s)1Tons1ASRUi(s)11s1KIId(s)RCeTmsn(s)Tons1图4-7 用等效环节代替电流环

和电流环中一样，把转速给定滤波和反馈滤波环节移到环内，同时将给定信

号改成Un(s)/，再把时间常数1/KI和Ton的两个小惯性环节合并起来，近似成

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一个时间常数为Tn的惯性环节，其中Tn1Ton. KIIdL(s)*Un(s)ASR/Tns1Id(s)RCeTmsn(s)图4-8 等效成单位负反馈和小惯性的近似处理

为了实现转速无静差，在负载扰动作用点前必须有一个积分环节，它应该包含在转速调节器中。现在扰动作用点后面已经有了一个积分环节，因此转速环开环传递函数应共有两个积分环节，所以应该设计成典型Ⅱ系统，这样的系统同时也能满足动态抗扰性能好的要求。至于其阶跃响应超调量较大，那么线性系统的计算数据，实际系统中转速调节器的饱和非线性性质会使超调量大大降低。

由此可见ASR也应该采用PI调节器，其传递函数为：

WASR(s)Kn(ns1)

ns式中 Kn--------转速调节器的比例系数

n--------转速调节器的超前时间常数调速系统的开环传递函数为：

Wn(s)Kn(ns1)R/KnR(ns1) nsCeTms(Tns1)nCeTms2(Tns1)令转速环开环增益KN为：

KNKnR

nCeTmKN(ns1) 2s(Tns1)Wn(s) 在典型Ⅱ系统的开环传递函数中，时间常数T是控制对象固定的，待定的参

数有K和。为了分析方便，引入一个新的变量h，令

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hT2 1h是斜率为20dB/dec的中频段的宽度，称作中频宽。由于中频段的状态对

控制系统的动态品质器决定性的作用，因此h是一个很重要的参数。

在一般情况下，1点处在40dB/dec特性段

20lgK40(lg1lg1)20(lgclg1)20lg1c

因此 K1c

在工程设计中，如果两个参数都任意选择，工作量显然很大，为此采用“振

荡指标法”中的闭环幅频特性峰值Mr最小准则，可以找到h和c两个参数之间的一种最佳配合。这一准则表明，对于一定的h值，只有一个确定的c可以得到最小的闭环幅频特性峰值Mrmin，这时c和1，2之间的关系是

22h ch1ch1 12以上两式称作Mrmin准则的“最佳频比”，因而有

122c2hc2c h1h11111c(12)()

22T

确定h之后根据上式即可分别求得和c。可得

K1c12h11h1h1()222 2hT22hT可知转速环开环增益KN为

KNh1 222hTn因此

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Kn(h1)CeTm

2hRTn4.4.3 转速调节器的参数的计算

已知KITi0.5，Ti0.0037s，电流环等效时间常数：

1K2Ti20.00370.0074s I

令Ton0.02s，则小时间常数近似处理的时间常数为：

T1nKTon0.00740.020.0274s I按跟随和抗扰性能都较好的原则，取h5，则

ASR的超前时间常数为：

nhTn50.02740.137s

转速环开环增益为：

Kh1N2hT5120.02742159.8s222 n25则ASR的比例系数为：

Kh1)CeTm60.0490.132n(2hRT0.180.0068510.02743.72

n25

4.4.4 参数校验

转速环的截止频率为：

KNcnKNn159.80.13721.9s1

11）电流环传递函数化简条件

1KI3T13135.10.003763.7s1cn i

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满足简化要求。

2）转速环小时间常数近似处理条件

1KI1135.127.4s1cn 3T30.02on满足近似条件。

4.4.5 计算调节器电阻和电容

图4-9 含给定滤波与反馈滤波的PI型转速调节器

转速调节器原理图如图所示，取R040k，则

KRnnR  Rn KnR03.7240148.87k 取150k0nnRnCn  CnR0.1371501030.913F 取1F nC4Tonon=R40.023F=2F 取2F 040104.5 调速范围静差率的计算

取 Kp0.8

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KKpKsCe0.8440.011.83

0.192 nclRIdCe(1K)155101.10r/min

0.192(11.83)静差率： sncl101.10100%9.18%

调速范围： nNncl1000101.10 DnNsn1s)10009.18%101.1(19.18%)1.0

cl(29

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五、系统仿真

5.1 仿真软件Simulink介绍

Simulink是MATLAB中的一种可视化仿真工具，是一种基于MATLAB的框图设计环境，是实现动态系统建模、仿真和分析的一个软件包，被广泛应用于线性系统、非线性系统、数字控制及数字信号处理的建模和仿真中。Simulink可以用连续采样时间、离散采样时间或两种混合的采样时间进行建模，它也支持多速率系统，也就是系统中的不同部分具有不同的采样速率。为了创建动态系统模型，Simulink提供了一个建立模型方块图的图形用户接口(GUI) ，这个创建过程只需单击和拖动鼠标操作就能完成，它提供了一种更快捷、直接明了的方式，而且用户可以立即看到系统的仿真结果。

Simulink是用于动态系统和嵌入式系统的多领域仿真和基于模型的设计工具。对各种时变系统，包括通讯、控制、信号处理、视频处理和图像处理系统，Simulink提供了交互式图形化环境和可定制模块库来对其进行设计、仿真、执行和测试。.

构架在Simulink基础之上的其他产品扩展了Simulink多领域建模功能，也提供了用于设计、执行、验证和确认任务的相应工具。Simulink与MATLAB紧密集成，可以直接访问MATLAB大量的工具来进行算法研发、仿真的分析和可视化、批处理脚本的创建、建模环境的定制以及信号参数和测试数据的定义。

5.2 Simulink仿真步骤

(1) 在MATLAB命令窗口中输入simulink，桌面上出现一个称为Simulink Library Browser的窗口，在这个窗口中列出了按功能分类的各种模块的名称。

(2) 打开MATLAB中的Simulink工具箱，将所需模块拖入模型编辑窗口并将其相连。

(3) 将设计的开环调速系统的参数输入各个模块，运行调试功能，如果无误

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后就可以运行系统。

(4) 运行后便可通过模拟示波器观察波形。

5.3 双闭环仿真模型

电流环、转速环，双闭环仿真模型如图5-1所示。

图5-1 双闭环仿真模型

5.4 双闭环系统仿真波形图

电流环、转速环，双闭环仿真模型如图5-2所示。

图5-2 双闭环仿真波形

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其中，红色曲线为电流环，黄色曲线为转速环波形。电流环的仿真中，在直

流电动机的恒流升速阶段，电流值低于IN，其原因是电流调节系统受到电动机反电势的扰动，它是一个线性渐增的扰动量，所以系统做不到无静差而是Id略低于Idm。转速环的仿真中，ASR调节器经过了不饱和、饱和、退饱和三个阶段，最终稳定运行于给定转速。电流调节起作用:自动限制最大电流，能有效抑制电网电压波动的影响，速度调节可调节转速可整定转速反馈系数以整定系统的额定转速。仿真结果符合实际情况，说明参数的选择设计较为合适。

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六、心得体会及小结

转速、电流双闭环调速系统的两个调节器串级连接，转速反馈环为外环，电流环为内环。速度调节器的输出即为电流给定，其输出限幅值即为最大电流给定值。调整限幅值的小或调整电流反馈系数就可方便地改变最大电流Iam。在起、制动过程中，速度调节器很快入饱和，输出限幅值为电流环提供了最大电流给定，电流调节器为PI调节器，在它的调节作用下使电流保持在最大值，这时系统实际上为一个恒值电流调节系统。由于电流环的调节作用使系统的起、制动过渡过程中电流的波形接近于理想的最佳过渡波形。当转速超调后，速度调节器退出饱和，对转速起主要调节作用，电流环成为电流随动系统。

电流反馈环使得系统的抗干扰能力增强，作用在电流环前向通道上的一切扰动作用，如电网电压扰动等，受到电流环的及时调节所抑制，使转速不受或少受扰动的影响。电流内环还起到改造转速外环中调节对象结构及参数的作用，加快了转速环的调节响应过程。在特性上，转速环的调节作用保证了系统无静差，电流环的作用使系统具有较理想的挖土机下垂特性。

双闭环调速系统动态效正的设计与调试是先按内环（电流环）后外环（转速环）的顺序进行的，因为在动态过程中可以认为外环对内环几乎没有影响，而内环是外环的一个组环节。从快速起动系统的要求出发，可按典型I型系统设计电流环。由于要求转速无静差，此转速环按典型II型系统设计双闭环可逆直流PWM调速系统电枢电流的最大脉动量与电源压Us成正比，与电枢电感L和开关频率f成反比，电枢PWM电压的交变分量对转速的影响是及其微小的。

通过本次课程设计，我学习与掌握了电力系统拖动的基本原理及其各种应用，对调速系统的工作原理和设计方法有了较深入的了解。对自动控制系统的动、静态性能及其控制也有了一定的认识。同时，我还掌握了不少软件的应用如PROTEL、MATLAB等。

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七、参考文献

[1] 阮毅，陈伯时.电力拖动自动控制系统.北京：机械工业出版社，2000 [2]高鹏，安涛，寇怀诚等.Protel 99入门与提高.北京：人民邮电出版社，2004 [3]李发海，王岩.电机与拖动基础.第二版.北京：清华大学出版社，2001 [4]张世铭，王振和.直流调速系统.武汉：华中理工大学出版社，1993 [5]胡寿松.自动控制原理.长沙：国防科技大学出版社，1995

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