单相有源功率因数校正电路仿真

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摘要：传统的AＣ-DＣ变换器的广泛应用对电网产生了大量的谐波污染。有源功率因数校正技术(APＦC)是抑制谐波电流、提高功率因数的行之有效的办法。本文论述了单相功率因数校正AＰＦＣ的原理和方法,通过对Booｓt型滞环控制的ＤC-ＤC变换器采用Matlaｂ进行仿真,获得了最后校正的功率因数结果,说明这种PFC方案的能获得良好的效果，适用于多种场合.

关键词：有源功率因数校正，Boost电路，滞环控制

1 绪论

其电能利用率越高。交换式电源供电器上的功率因数校正器的运作原
理是通过控制调整交流电电流输入波形,使其与直流电电压波形尽可
能一致，让功率因数趋近于1。折对于电力需求量达到某一个水平的
电子设备而言是很重要的，否则，电力设备系统消耗的电能可能超出
其规格，极可能干扰同系统的其他电子设备。

2功率因数的定义和校正原理

根据电工学的基本理论功率因数(PF）的定义：交流输入有功功 率(P）与视在功率（S)的比值,用公式表示为:

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PF



P



U I 1 1

cos



I 1

cos

cos

（1）

S

U I 1

rms

I

rms

式中：

U

1

表示输入基波电流有效值；

cos表示基波电压与基波电流之

间的位移因数；表示输入电流畸变因数;

I

rms

表示输入电流有效值.可

见ＰF 由电流畸变因数和位移因数

cos决定，

cos小表示用电设备

的功率大，在有功功率不变的情况下实在功率增加,线路总电流增大，线路传输压降也将增大，倒是电气设备容量增加，利用率低，导线、变压器绕组损耗大,严重影响电网的供电质量，变化快时甚至可以导致电网崩溃.输入电流即便因数值低，表示输入电流谐波分量大,将造成输入电流波形畸变，对电网造成污染，使用电设备产生机械振动、噪声、过电压，损坏电子设备。在实际的电能运用和传输中,最主要的危害是电流的畸变引起的谐波而污染电网，因此,可以说谐波的抑制电路即为功率因数校正电路。

不良的功率因数主要发生在整流电路中,特别是开关整流电路.在

如图1（a),其滤波电容的设置使输出电压平滑。但是，对电流来说， 整流电路中，AC／ＤＣ前端通常有桥式整流器和大容量滤波器组成，

波中含有大量的高次谐波。

U	i	(a)	C	R	U	o	I	in	U	in
									(b)

图1常用整流桥结构与电力电压波形

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3功率因数校正器拓扑及控制策略

功率因数校正电路的研究主要包括两方面的内容,一是电路拓扑结构的分析,二是控制策略的研究。

3．1功率因数校正器典型电路结构

从原理上说，任何一种DC／DC变换器拓扑都可以作为PFC主电路.DC/DC变换器包括降压式（Bucｋ)变换器、升压式(Bｏost）变换器、升降压(Buｃｋ-Booｓt)变换器、Cuk变换器、反激式（Flyback）变换器等.从电路拓扑结构上看，Bucｋ电路和Ｂｏost电路是最基本

的两种变换器，其余变换器都是由这两种基本结构演化而来. 3.2 功率因数校正器控制策略 电路优点独特,在实际应用中最为广泛。功率因数校正器的控制策略

按输入电感电流是否连续,可分为电流连续导通模式（CCM）和电流不连续导通模式(DCＭ），以及介入其中的电流临界模式(ＢＣＭ）。有的电路还根据负载功率的大小使得变换器在DCM和ＣCM模式之间相互转换，成为混联模式(MCＭ）.

3．２.１DCM控制策略

DCM 控制又称为电压跟踪法，是功率因数校正控制中一种简单 实用的方法，应用较为广泛。它不需要检测输入电压和输入电流，功

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率开关管就以一定的占空比使输入电流按正弦规律变化.概括起来,ＤＣM控制模式的特点有:
1)控制电路简单,现有开关电源ＰＷM控制用集成电路均可作为 电压跟随型PFC电路的控制器；
2)输入电流自动跟踪输入电压相位，且具有较小的电流畸变率； 3)功率开关管能实现零电流开通，且不许承受二极管的反向恢复 电流；
4)有较大输入输出电流纹波，要求高性能滤波电路；
5)平均电流远低于峰值电流而导致期间需承受较大的应力；

6) 单相PFＣ功率一般小于200W，三相PFＣ功率一般小于10Kw. (1) 恒频控制 管的频率保持恒定，工作原理是当输入电压的有效值与输出功率恒定

时，通过电压环可以保证占空比恒定，从而使得输入电流峰值与输入电压成正比,达到输入电流波形自动跟随输入电压波形，实现功率校正的目的.

为了确保稳态时输出占空比在半个工频周期保持不变,Ｅ／A取10－2０Hz。恒频控制时开关周期恒定,因此电感电流并不连续.如图2所示电感电流在一个周期内的平均值为：

I			U T g on		( T on			T don	)	（２）
	L				2	LT s
式中：		U	g	为整流后的电压；

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ﻩ 为功率开关管VS的导通时间;on

Tdon为二极管VD的续流时间;

ﻩ为开关周期。s

igLVD

R1

u

g

U

g

VT

C o

R2

PWM

E

/ A

图２Bｏｏsｔ电路ＤCM控制原理图

若式(2）中二极管	VD		的续流时间保持恒定，则DＣ／DC 变换器
输入侧可效为一个阻性负载,从而使得整流器交流侧电压电流同相位。 输入平均电流发生畸变，此控制方式具有控制电路简单， 功率因数的但实际上，在半个工频周期内电感电流下降时间爱你并不恒定，导致 理想值不能达到１的特点,若想输入电流畸变程度变小，则输出电压 (2) 变频控制
对于式（2），假设		T s		T on		T off	，则输入平均电流即电感电流在一

个周期内的平均值为:

I			U T g on				（3）
	L		2	L	I	L
由式(3）可知，							只与功率开关管的导通时间有关,若保持导通时间恒

定，则理论上可认为输入电流无畸变，这就是恒频控制的原理。此控

制方式虽然占空比和开关周期均布恒定，但当输入电压的有效值与输

出功率恒定时，功率开关管的导通时间可保持恒定，因而占空比也是 变化的,从而使得输入电流具有大量的高频纹波分量，因而增加了EMI
滤波的设计难度。

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３．2．2CCＭ控制策略

CＣM控制策略有直接电流控制和坚决诶电流控制之分.CCＭ控制策略相对于ＤCM控制策略来说，其优点是：
1)输出和输入电流纹波小、滤波容易；
2)RMS 电流小,器件导通损耗小;
3)适用于大功率场合。

(1)直接电流控制

直接电流控制来源于DC/ＤＣ变换器的电流控制模式.其工作原

流给定信号，电流控制器控制输入电流按此信号变化， 从而实现输入理是将输出电压误差信号与输入电压信号相乘,得到电流控制器的电

直接电流控制以检测到的整流器输入电流作为其反馈和被控量，因而具有系统动态响应快、电流控制精度高、限流容易等优点。其缺点是需要宽频带的电流传感器来检测输入电流而导致成本过高.同时乘法器的非线性失真增加了输入电流的谐波含量。由于输入电流总带有一些开关频率文博的，因此必须据顶反馈哪一个电流,根据控制结构中检测电流的不同,直接电流控制可分为峰值电流控制、平均电流控制、
滞环电流控制三种控制方式。这三种方法的基本特点如表1所示.

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表1三种控制方式基本特点

控制方	检测电	开关频	工作模		使用拓		对噪	备注
法	流	率	式		扑	声
峰值电	开关电	恒定	CCM	Ｂoost			敏感	需斜坡补偿
流	流
滞环电	电感电	变频	CCＭ	Booｓt			敏感	需逻辑控制
流	流
平均电	电感电	恒定	任意		任意	不敏		需电流误差
流	流	感						放大
间接电流控制又称为幅值相位控制，是一种基于工频稳态的控制 (2) 间接电流控制 方法，

的优点,但也存在如下缺点:
1)需外加过流保护电路来弥补自身无限流功能的缺陷;2)系统电流从一稳态到另一稳态过渡时会出现直流分量；3)系统动态响应慢.

4有源功率校正电路的工作原理

有源功率因数校正(Active Power Ｆactoｒ Correｃtｉoｎ，AＰFC) 电路，是指在传统的不控整流中融入有源器件,使得交流侧电流在一 定程度上正弦化,从而减少装置的非线性、改善功率因数的一种高频

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整流电路。

基本的单相APＦC电路在单相桥式不可控整流器和负载电阻之间增加了一个DC－DC功率变换电路,通常采用Boost电路。通过适当的控制Boost电路中开关管的通断,将整流器的输入电流校正成为与电网电压同相位的正弦波，消除谐波和无功电流，将电网功率因数提高到近似为1。其电路原理图如图３所示。

i L

L

D

u i

i i

u

d

u

L

Q

C

R

u

o

图3 APFC 电路原理图 ﻩ假定开关频率足够高， u u i d| u i |U m | sin|。 出电压

当开关管

Q

导通时,

u

d

对电感充电,电感电流增加，电容L

C

向负载

放电；当

Q

关断，二极管

D

导通时，电感两端电压

u

L

反向，

u

d

和

u

L

对

电容充电，电感电流减小.电感电流满足下式：L

L

di L



u

L

 U

m

| sin

t t

k



t

k



t

on



T s

（4)

dt

 U

m

| sin



|

u t o

k



t

on



t

k

ﻩ通过控制

Q

的通断,即调节占空比

D

,可以控制电感电流.若能控制L

i L

近似为正弦半波电流，且与

u

d

同相位,则整流桥交流侧电流也近似为i

正弦电流,且与电网电压

u i

同相位，即可达到功率因数校正的目的。为

此需要引入闭环控制。

ﻩ控制器必须实现以下两个要求：一是实现输出直流电压		u	o	的调节,使
其达到给定值，而是保证网侧电流正弦化,且功率因数为1。即在稳定 输出电压u o的情况下,使电感电流与L u d波形相同。采用电压外环、电
流内环的单相APＦＣ双闭环控制原理如图４所示.

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u i

i i

1/

u

d

u

d

L

Q

D

R

u o

u o

u

*

o

u

L

C

i L *

i L

U

m

PI

图4APＦＣ控制框图

ﻩ电压外环的任务是得到可以实现控制目标的电感电流指令值.给定L

输出电压uo*减去测量到的实际输出电压uo的差值,经PI调节器后输出

电感电流的幅值指令

可以得到表示u d波形的量IL *。为幅值为1 的正弦半波，相位与d除以其幅值

u
U

d
m

相
后,

同。

L

当Q导通时电感电流增大,而当Q关断时电感电流减小。令减去，L L

若差值iL大于规定的上限iLmax，则令Q导通，以增大;若差值L iL小

于规定的下限iLmin（iLmin<０)，则令Q关断，以减小。通过滞环控L

制，可以保证实际的电感电流在其指令值附近波动,波动的大小与L L

滞环宽度有关，即与设定的iLmax和iLmin有关。

5单相有源功率因数校正电路仿真

5。1建立仿真模型

在Ｍatlab/Simulink中建立采用Boｏsｔ电路的单相有源功率因数

校正电路的仿真模型,如图４所示.

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Discrete,

Ts= 1e-006 s.

powergui

图5ＡPFC仿真模型

图5 的仿真模型中Mosｆet和Ｄiode模块来自SiｍPowerSysteｍ
“PＩDContｒoｌler”模块在SimulinkＥｘtrａs\Aｄdｉtｉｏｎ
alＬinｅｒ模型库中，参数设置如图5所示。

滞环比较器采用Simulｉnk＼Discｏntinuitｉes模型库中的“Ｒelay”模块。滞环宽度设为［-1,1］，即Ｒelay中的Swiｔchon ｐｏint为1，Sｗitｃhｏfｆｐｏint为—1.参数设置如图７所示。

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图6PＩD模块参数设置

图7Reｌaｙ模块参数设置

输入电压有效值为220Ｖ,频率５0Hz；输出直流电压指令

u o *

为４

00V；电感=6mＨ；电容

C

=3２0uF;负载电阻

R

=16０



；

在二极管整流桥中,

R S



1 5

,

C

S



1 e



6

F

，

R on



1 e



,

L on



0

，

V f

0

;开关管

Q

采用MOSＦET，

R on



0.001

，

L on



0

，

R d

0.01

,

V f

0

，

I c

0

,

R s



1 5

,

C s

inf

;Bｏost 电路中二极管参数，

R on



0.001

，

L on



0

,

V f

0.8V

，

I c

0

，

R s

500

,

C

s

250 e9 F。

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５.2仿真结果分析

利用ｐｏwergui 将仿真设置为离散模型，

T S

=1ｅ－６.将仿真参

数的Ｓtartｔｉｍe设置为0，stｏptｉmｅ设置为０.5.其他为默认

参数。启动仿真程序进行仿真。

直流电压波形如图８所示。直流电压的平均值为4０0。１V。如

中可以看出,直流侧电压值随时间波动，对其进行FFT分析，如图1０

和图１１所示,克制直流电压波动周期为0．01ms，频率为工频的两

倍。

600

Uo

500

300400

voltage (V)

0

0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6

time(s)

图8直流电压波形

图9直流电压平均值

这是由单相电路的瞬时功率波动引起的.

记录ud与波形、Lui与波形分别如图12和图13示，两图中的i

右上角图形皆为局部波形放大图。

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从图１2中可以看出电流和电压是同相位的,即功率因数基本为１。也可以从图1０中Ｆourier模块的相角得出电流与电压同相位。从图14稳态值的相角可以看出电流和电压基本同相位。这满足控制器实现网测电流正弦化，且功率因数为1的要求，从而达到了AＰＦＣ的目的。

交流侧ＴHD 及基波功率的计算如图１5。的i			THD i	＝0.１37９,	P
=１063，	Q	=—1９.82。

图10FＦT分析参数设置对话框及分析结果

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图11FFT 分析结果

Ud,iL
350		Ud,iL
300		300
U(V),i(A)	250	U(V),i(A)	200 100
	200	0		0	0.1	0.2	0.3	0.4
	150
	100
	50
图１2 u d与波形L ui,ii 400 ui,ii 400 300

200

U(V),i(A)	200	U(V),i(A)	0	0	0.1	0.2	0.3	0.4
	100		-200
	0		-400
						time(s)
	-100

-200

-300

-400	0	0.1	0.2	0.3		0.4	0.5	0.6
			图13	time(s)
				u i	与波形i

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图１4电流、电压基波相角

则由以下公式 图１5 Dｉｓcrｅtｅ Acｔive & Rｅaｃｔｉve Ｐoweｒ模块测量值 P 1063 DPFcos1 P 2Q 2  1063 219.82 2 0.9998 (5）

可计算出总的功率因数



v

cos1



0.9904



1

(6）

将滞环宽度改为［-0.50．5］后进行仿真。对比两种滞环宽度下

的交流侧电流，经放大后可以看出电流纹波更小了。如图1６所示。